4. МОДЕЛИРОВАНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ

4.1. Моделирование усилителей
В этой главе приводятся результаты моделирования довольно широкого класса аналоговых электронных схем с помощью системы Micro-CAP III. Цель этой главы - на практических примерах показать какие схемы могут моделироваться, какие особенности работы их выявляет моделирование, какие установки надо задать системе для получения достоверных результатов моделирования и т.д.
Здесь не даются данные о сравнении результатов моделирования с экспериментом или результатами аналитических расчетов. В этом просто нет нужды - очевидно, что столь трудоемкие и дорогие в разработке системы, как Micro-CAP просто не нашли бы дорогу в жизнь, если бы получаемые от них результаты не подтверждались теоретическими и опытными данными. Любой специалист-электронщик может проверить этот вывод на своих тестовых задачах.
Ограниченный объем книги исключает приведение подробных данных о моделируемых схемах: параметров моделей всех входящих в них приборов, установочных таблиц, масштабов осциллограмм и т.д. Без этих данных читатель может получить от самостоятельного моделирования приведенных схем несколько иные, чем приведенные, результаты. Заинтересованные читатели могут заказать и приобрести диск с записью всех описанных примеров (и ряда других), а также с библиотеками компонентов, используемых в этих схемах.
Ранее приводились результаты моделирования усилительного каскада на интегральном операционном усилителе (рис.3.7). Из этого можно сделать вывод, что многие установочные данные моделирования (например масштабы осциллограмм) видны прямо из этих результатов. На всех схемах предусмотрен вывод номеров узлов. Большинство других установочных данных задается по умолчанию.
Операционные усилители удобны не всегда. Они относительно низкочастотны, обычно требуют двух источников питания, нуждаются (не все) в цепях коррекции АЧХ и балансировки. Поэтому наряду с ними широко применяются обычные усилители на биполярных и полевых транзисторах.
Примером удачно спроектированного усилителя является двухкаскадный усилитель " Рис.4.1. Двухкаскадный усилитель с обратными связями " Он содержит каскад с общим эмиттером и эмиттерный повторитель. В усилителе имеются две цепи отрицательной обратной связи - широкополосная последовательная по току (за счет включения резистора в цепь эмиттера левого транзистора) и частотно-зависимая параллельная (с выхода усилителя на его вход).
Проведем моделирование этой схемы во временной области. Его результаты поначалу могут оказаться обескураживающими - например синусоидальный сигнал входного источника может выглядеть состоящим из отрезков прямых. Связано это с тем, что система автоматически выбирает шаг дискретизации по времени и при неверных установках он может оказаться большим. Чтобы этого не происходило, придерживайтесь трех правил:
1. Задайте в полном виде (как Tmax/Tmin/Timestep) время моделирования Simulate time, причем обычно Tmin=0, а Timestep берется не менее чем в 100-200 раз меньше, чем Tmax. При таком задании времени шаг дискретизации не может быть больше Timestep и обеспечивается достаточное число точек для построения графиков зависимостей, близких к синусоидальным.
2. При моделировании усилителей с разделительными RC-цепями установите опцию J:Operating point в активное состояние. В этом случае перед началом моделирования производится итерационное уточнение положения рабочих точек активных приборов в исходном режиме. Проверьте установку Initial values на ноль (Zero).
3. Если усилитель работает в нелинейном режиме, необходимо сделать активной позицию I:Iterate. При этом итерации проводятся на каждом шаге решения.
На " Рис.4.2. Реакция усилителя рис.4.1 на гармоническое воздействие " показаны результаты моделирования схемы рис.4.1 во временной области. На входе схемы задан синусоидальный сигнал с амплитудой 0.1 В и частотой 1000 Гц, емкость C взята равной 1 UF (1 мкФ).
Из рис.4.2 можно сделать вывод о правильности выбора рабочей точки - при довольно большой амплитуде выходного сигнала заметных на глаз нелинейных искажений нет. Рабочая точка динамически устойчива - не видно заметного смещения выходной синусоиды во времени (так бывает далеко не всегда).
Очень интересны результаты анализа этой схемы в частотной области. Даже опытные специалисты в ответ на вопрос о том, какова роль конденсатора C отвечают следующее:
- он повышает усиление на средних и высоких частотах, ослабляя на них обратную связь и тем самым вызывает дополнительный спад на низких частотах, где эта связь остается,
- он повышает входное сопротивление на средних и высоких частотах, блокирую параллельную отрицательную обратную связь.
Первый ответ вообще неверен, а второй далеко не полон. Моделирование схемы в частотной области выявляет нечто необычное - конденсатор С резко улучшает работу усилителя именно на низких частотах и при правильном его выборе позволяет уменьшить нижнюю граничную частоту усиления более чем на порядок. Для иллюстрации этого задайте (опция Step) изменение C от 1E-12 Ф (это почти 0, но задавать точно С=0 нельзя) до С=1E-6 (1 мкФ) с шагом ) 0.2E-6.
На " Рис.4.3. Результаты моделирования схемы рис.4.1 в частотной области " даны семейства АЧХ, ФЧХ и частотных зависимостей групповой задержки для указанных значений C. Из них отчетливо видно, что конденсатор С влияет, в основном, на вид АЧХ и ФЧХ в низкочастотной границе частотного диапазона.
Причина "необычного" поведения схемы заключается в том, что параллельная обратная связь оказывается комплексной из-за влияния наряду с конденсатором C входной разделительной цепи. При этом на низких частотах она становится даже положительной и может (что и видно) вызвать даже подъем АЧХ.
Рекомендуем читателю самостоятельно получить частотные зависимости входного и выходного сопротивления и проводимости, а также среднеквадратического значения шумов (что позволяет система с помощью позиции меню AC Options). При этом можно установить ряд других интересных деталей работы данного усилителя.
Для иллюстрации того, насколько сложные каскады можно моделировать, рассмотрим моделирование во временной области полной схемы интегрального операционного усилителя серии 733 (тестовый пример) - " Рис.4.4. Схема операционного усилителя серии 733 ".
На " Рис.4.5 Реакция усилителя 733 на импульсный сигнал " приведены осциллограммы моделирования усилителя во временной области.
Приведенные на рис.4.5 данные получены при R1=33 K и RL=2 K.
4.2. Моделирование ключей
Ключевые схемы относятся к резко нелинейным устройствам. Математически они описываются системами нелинейных дифференциальных уравнений, в принципе не имеющих (за редким исключением) аналитических решений. Поэтому моделирование ключей (прежде всего во временной области) представляется весьма заманчивым и привлекательным для серьезного разработчика электронных устройств. Ключи обычно строятся на биполярных и полевых транзисторах или их комбинациях. В последнее время резко расширились сферы применения сильноточных и высоковольтных ключей на мощных транзисторах.
При работе ключа дифференциальное сопротивление активного прибора может меняться в очень широких пределах. Например выходное сопротивление биполярного транзистора в закрытом состоянии составляет миллионы Ом, а в открытом падает до нескольких Ом. Это означает резкое изменение постоянных времени моделируемых цепей (имеющих к тому же большой разброс значений).
Для успешного моделирования ключей (в силу отмеченной особенности) нужно придерживаться двух правил:
1. Обязательно включить режим итерационного уточнения решения (Iteration).
2. В опции Minimum Timestep установить минимальное время достаточно малым. По умолчанию оно задано 1E-13 с, что достаточно для подавляющего большинства случаев (однако не исключено, что его следует взять еще на несколько порядков меньше).
Если эти правила не соблюдать, то решение может пойти "в азнос". На графиках временных зависимостей это будет наблюдаться в виде появления вертикальных скачков напряжений или токов. Обычно они возникают в моменты перехода активного прибора из закрытого состояния в открытое. Может произойти и "катастрофа" - сброс системы в MS DOS с потерей текущего схемного файла. Поэтому (особенно при анализе сложных схем) придерживайтесь следующего правила: перед началом моделирования (симуляции) схемы запишите ее данные на диск, даже если схема еще не отлажена.
На " Рис.4.6. Схема ключа на биполярном транзисторе "показана схема простейшего ключа на маломощном биполярном транзисторе.
В связи с достаточной известностью такого ключа ограничимся приведением результатов его моделирования при запуске ключа трапецеидальными импульсами с конечной длительностью фронтов. " Рис.4.7. Переходные процессы ключа рис.4.6 " показывает, что переходные процессы довольно сложны. Из них отчетливо видно наличие заметного времени рассасывания, снижающего быстродействие ключа. Моделирование позволяет судить о влиянии на переходной процесс конечной длительности нарастания и спада запускающего импульса (аналитический учет такого влияния довольно сложен).
Прекрасными динамическими параметрами характеризуются ключи на мощных полевых транзисторах, например ключ " Рис.4.8. Схема простейшего ключа на мощном полевом транзисторе ".
На " Рис.4.9. Переходные процессы ключа рис.4.8 " приведены результаты моделирования ключа рис.4.8. Из них видно, что основным источником инерционности ключей такого типа является заметное время заряда и разряда входной емкости мощного МДП-транзистора, которая может достигать у сильноточных приборов сотен и даже тысяч пФ.
Как видно из рис.4.9 ключ на мощном МДП-транзисторе требует для получения малых времен переключения запуска от источника импульсов с малым выходным сопротивлением. Поэтому для запуска часто используются двухтактные эмиттерные повторители на комплементарных биполярных транзисторах - " Рис.4.10. Ключ на мощном полевом транзисторе ". Они позволяют в десятки раз уменьшить постоянные времени заряда и разряда входной емкости мощного полевого транзистора и обеспечить нужные времена заряда и разряда этой емкости при приемлемых сопротивлениях источника запускающих импульсов.
" Рис.4.11. Переходные процессы ключа рис.4.10 " показывает результаты моделирования ключа рис.4.10. Довольно малые времена переключения получены при вполне приемлемых значениях сопротивления RG.
На " Рис.4.12. Схема двухтактного ключа на мощных МДП-транзисторах " приведена схема быстродействующего двухтактного ключа на трех мощных МДП-транзисторах. Эта схема хорошо работает как на активную, так и на емкостную нагрузку.
Временные диаграммы работы этой схемы приведены на " Рис.4.13. Переходные процессы в схеме ключа рис.4.12 ".
В следующем разделе рассматриваются другие варианты ключевых схем, использующие комбинацию из мощных транзисторов различного типа.
4.3. Моделирование ключей на основе комбинаций мощных биполярных и полевых транзисторов
Мощные полевые транзисторы заметно превосходят биполярные по скорости переключения, но уступают им по энергетическим параметрам (максимальным рабочим напряжениям и токам). Поэтому перспективны ключевые схемы на основе комбинации мощного полевого и биполярного транзисторов.
В таких схемах обычно мощный полевой транзистор используется для запуска мощного биполярного транзистора. В этом случае сочетаются энергетические возможности биполярного транзистора с удобством запуска полевого транзистора, имеющего высокое входное сопротивление.
На " Рис.4.14. Сильноточный каскодный формирователь " показана схема каскодного формирователя сильноточных импульсов такого рода. Каскоды широко используются для построения широкополосных маломощных усилительных каскадов. Их широкополосность обусловлена включением верхнего транзистора по схеме с общей базой и значительным ослаблением влияния проходной емкости. Данная схема рассчитана на токи, по крайней мере на три порядка большие, чем у обычных каскодных схем. В этой схеме можно использовать высоковольтные биполярные транзисторы (мощный МДП-транзистор при этом может быть низковольтным).
" Рис.4.15. Переходные процессы в схеме рис.4.14 " показывает временные диаграммы работы данного формирователя. Отчетливо видны (в виде ступеньки) момент выхода из насыщения биполярного транзистора и малые времена переключения.
Еще одна интересная схема ключа " Рис.4.16. Формирователь на составном транзисторе " использует составной транзистор (но первым является полевой, а не биполярный транзистор). Ток и крутизна полевого тразистора в этом случае увеличиваются до (В+1) раз, где В - коэффициент передачи тока базы биполярного транзистора.
Если бы биполярный транзистор не имел последовательного сопротивления коллектора, то такая схема исключала бы его насыщение. Между тем данные моделирования " Рис.4.17. Переходные процессы в схеме рис.4.16 " показывают, что насыщение все же имеет место, хотя динамические показатели схемы весьма высоки.
Схемы подобные описанным перспективны для построения генераторов для запуска мощных лазерных диодов и светоизлучающих лазерных решеток.
4.4. Моделирование триггеров
Триггером называют устройство имеющее два стабильных состояния электрического равновесия. Обычно триггер образуется объединением в кольцо двух инвертирующих ключей. Сейчас, однако, такие триггеры почти повсеместно заменяются интегральными схемами триггеров. Поэтому мы рассмотрим моделирование несимметричного триггера с эмиттерной связью - " Рис.4.18. Несимметричный триггер с эмиттерной связью ".
Наличие обратных связей создает дополнительные проблемы при моделировании. Так, не ясно в каком из двух состояний может оказаться устройство перед началом моделирования. Для обеспечения устойчивости решения обязательно следует включать режим итерационного уточнения решения.
Одна из интересных возможностей подобных регенеративных схем заключается в возможности быстрого переключения под действием медленно изменяющихся сигналов. Например несимметричные триггеры часто применяют для получения почти прямоугольных импульсов из синусоидальных сигналов. " Рис.4.19. Моделирование несимметричного триггера " иллюстрирует такое применение.
Из рис.4.19 отчетливо видны как быстрые регенеративные стадии переходных процессов, так и "пролезание" входного сигнала на выход, несколько ухудшающее форму импульсов. Рекомендуется понаблюдать за "работой" этой схемы при изменении амплитуды входного синусоидального сигнала.
4.5. Моделирование генераторов синусоидальных колебаний
Еще один класс устройств с положительной обратной связью - генераторы синусоидальных колебаний. Среди них наиболее распространенными являются LC- и RC-генераторы. Моделирование тех и других не вызывает особых трудностей. Главное, что оно дает - временные зависимости установления колебаний с момента включения схемы или с момента импульсного воздействия на нее. Получение этих зависимостей - одна из основополагающих проблем теории колебаний. Имея эти зависимости несложно вычислить энергетические параметры генераторов.
На " Рис.4.20. Схема LC-генератора на мощном МДП- транзисторе " показана схема LC-генератора в виде емкостной трехточки (за рубежом такая схема именуется генератором Колпиттца). Необычным является применение в ней мощного МДП-транзистора.
" Рис.4.21. Развитие колебаний в схеме LC-генератора " хорошо иллюстрирует динамику развития колебаний в этой схеме. На это развитие может существенное влияние оказывать то, при каких начальных условиях идет моделирование. Чаще всего они должны быть нулевыми.
Для понимания процессов в генераторах следует вспомнить основные положения их теории. Колебания возникают при наличии положительной обратной связи на некоторой частоте f0. На ней должны соблюдаться два условия: баланса фаз и баланса амплитуд.
Баланс фаз означает, что общий фазовый сдвиг в схеме генератора должен быть равен 0 или кратен 360 градусам. Что бы он соблюдался на определенной частоте в генератор должны вводиться фазосдвигающие цепи. В схеме " Рис.4.20. Схема LC-генератора на мощном МДП-транзисторе " роль такой цепи выполняет колебательный LC-контур. Ввиду его высокой добротности колебания возрастают довольно медленно, что и видно из " Рис.4.21. Развитие колебаний в схеме LC-генератора ".
Баланс амплитуд означает, что глубина положительной обратной связи должна превышать некоторый критический уровень, при котором петлевое усиление выше 1. Если бы усилитель, на основе которого создан генератор, был линейным устройством, то амплитуда колебаний возрастала бы бесконечно. Однако из-за нелинейности усилителя петлевое усиление падает с ростом амплитуды и в стационарном режиме устанавливается баланс амплитуд, при котором петлевое усиление равно 1. Это также прекрасно иллюстрирует рис.4.21, из которого видно постепенное установление неизменной амплитуды колебаний.
Наличие высокодобротного контура ведет к тому, что он эффективно выделяет основную гармонику (f0 - резонансная частота контура). Поэтому даже при сильной нелинейности усилителя форма колебаний на контуре близка к синусоидальной.
В другой схеме RC-генератора " Рис.4.22. Схема RC-генератора на операционном усилителе " в цепи положительной обратной связи используется цепь Винна-Томпсона. На частоте, при которой эта цепь дает нулевой фазовый сдвиг (баланс фаз), она вносит ослабление в 3 раза [17]. Поэтому коэффициент передачи усилителя должен превышать 3, с тем чтобы петлевое усиление было выше 1. Для получения стабильного коэффициента передачи (чуть большего 3) используется интегральный операционный усилитель с дополнительной отрицательной обратной связью.
Основная проблема в создании RC-генераторов связана с обеспечением баланса амплитуд. Если коэффициент передачи усилителя в схеме рис.4.22 заметно больше 3, то форма колебаний будет сильно отличаться от гармонической. Связано это с тем, что в этой схеме отсутствуют фильтрующие цепи. Поэтому коэффициент передачи усилителя следует устанавливать близким к 3 и вводить специальные цепи, ослабляющие усиление (или увеличивающие глубину отрицательной обратной связи).
Роль таких цепей в схеме рис.4.22 выполняют встречно включенные диоды. Они стабилизируют амплитуду колебаний на уровне заведомо меньшем, чем максимальное напряжение на выходе операционного усилителя. Стабилизировать амплитуду за счет естественной отсечки выходного напряжения операционным усилителем не рекомендуется, так как отсечка происходит резко и вершины синусоиды на выходе обрезаются.
Результаты моделирования RC-генератора во временной области представлены на " Рис.4.23. Результаты моделирования RC- генератора ".
Как и следовало ожидать, низкие фильтрующие свойства RC-цепи обуславливают заметные на глаз отличия выходного сигнала от синусоидального. В тоже время стационарная амплитуда колебаний устанавливается за гораздо меньшее число периодов, чем у схемы LC-генератора.
Рекомендуется понаблюдать за поведением этой схемы по мере уменьшения глубины отрицательной обратной связи. Можно заметить, что форма колебаний будет постепенно все сильнее отличаться от синусоидальной и приобретать импульсный характер. В предельном случае наступают релаксационные колебания, на применении которых базируется еще один класс генераторов - релаксаторы. <
4.6. Моделирование автоколебательных мультивибраторов
Мультивибраторы - генераторы импульсных сигналов, относящиеся к классу релаксаторов. Обычно они строятся на основе усилителей, охваченных положительной обратной связью через RC-цепи. Переходные процессы в этих цепях (именуемых хронирующими или времязадающими) определяют форму колебаний и их период или частоту. Мы вначале рассмотрим автоколебательные мультивибраторы, для которых характерно самопроизвольное возникновение и развитие колебаний.
На " Рис.4.24. Автоколебательный мультивибратор на биполярных транзисторах " показана классическая схема автоколебательного мультивибратора на биполярных транзисторах. Она содержит замкнутые в кольцо два ключа-инвертора и соединительные RC-цепи связи. Петлевое усиление при активном режиме работы транзисторов здесь заведомо намного больше 1 и можно ожидать возникновение релаксационных колебаний.
Удивительно (но лишь с первого взгляда), что труднее всего заставить "генерировать" колебания на модели именно эту простейшую схему мультивибратора. Причина кроется в общеизвестном недостатке ее - в момент включения оба транзистора оказываются в насыщении, петлевое усиление близко к 0 и никаких колебаний не возникает. Такое состояние устойчиво.
На практике для реальных схем этот недостаток не всегда заметен. Как правило, напряжение питания при включении возрастает плавно и прежде чем произойдет насыщение транзисторов установится нормальный режим колебаний. Однако на модели этот недостаток требует специальных мер по его устранению. Простейший прием - подать на базу одного их транзисторов импульс, кратковременно запирающий транзистор (что и сделано в схеме рис.4.24). При этом первый период колебаний будет искажен просачиванием этого импульса, но зато в дальнейшем можно наблюдать картину устойчивых релаксационных колебаний - " Рис.4.25. Результаты моделирования мультивибратора рис.4.24 ".
Автоколебательные мультивибраторы можно строить и на базе иных активных приборов. Примером может служить также широкоизвестная схема автоколебательного мультивибратора на интегральном операционном усилителе - " Рис.4.26. Автоколебательный мультивибратор на интегральном ОУ ".
Этот мультивибратор лишен недостатка, отмеченного для схемы рис.4.24. Поэтому можно наблюдать вполне самостоятельное возникновение колебаний - " Рис.4.27. Колебания в схеме мультивибратора рис.4.26 ".
Разумеется этими примерами не исчерпывается богатство схемотехники мультивибраторов - известны многие сотни вариантов их схем. Однако эти примеры дают наглядное представление о возможностях системы Micro-CAP III в моделировании таких схем.
4.7. Моделирование ждущего мультивибратора
Автоколебательные мультивибраторы имеют два квазистабильных состояния электрического равновесия и быстро (регенеративно) переходят из одного состояния в другое благодаря переходным процессам, протекающим в RC- цепях. Можно, однако, создать схемы, у которых одно состояние устойчиво, а другое квазиустойчиво.
К таким схемам относятся ждущие мультивибраторы. Они запускаются специальным запускающим импульсом и под его воздействием переходят в квазистабильное состояние. Его длительность (как и у автоколебательных мультивибраторов) определяется переходными процессами в RC-цепях. Затем мультивибратор возвращается в исходное состояние.
На " Рис.4.28. Схема ждущего мультивибратора " представлена схема ждущего мультивибратора, построенного на основе несимметричного триггера (рис.4.18). В триггере гальваническая связь между каскадами заменена RC-связью. При этом правый транзистор в исходном состоянии открыт и насыщен, а левый закрыт.
Для моделирования ждущего генератора следует сделать активной опцию Operating point, с тем чтобы перед началом вывода было смоделировано единственное стабильное состояние. На " Рис.4.29. Временные диаграммы работы ждущего мультивибратора " представлены результаты моделирования ждущего мультивибратора.
По данным моделирования легко определить важнейшие параметры ждущего мультивибратора: длительность импульса на выходе и времена его нарастания и спада, амплитуду импульсов, время восстановления и т.д.
4.8. Моделирование силовых инверторов
Ключи на мощных биполярных (а в последнее время и полевых) транзисторах широко используются в силовых инверторах, преобразующих энергию источников постоянного тока в импульсный или гармонический ток. Такие инверторы могут быть достаточно мощными (от единиц Вт до десятков кВт и более) и должны иметь высокий к.п.д. Они широко используются в установках для ВЧ нагрева деталей, возбуждения ультразвуковых излучателей, в бестрансформаторных источниках электропитания и др.
В последнее время особый интерес вызывает построение инверторов на мощных высоковольтных полевых транзисторах, позволяющих поднять частоты преобразования до сотен кГц и иногда даже до нескольких МГц. Мощные полевые транзисторы дефицитные и дорогие приборы, поэтому предварительное моделирование схем на них позволяет избежать большого риска выхода их из строя при натурных испытаниях.
Мы ограничимся сопоставлением двух широко распространенных схем инверторов на мощных МДП-транзисторах. Первая - полумостовой инвертор, работающий на активную нагрузку - " Рис.4.30. Полумостовой ВЧ инвертор на мощных МДП-транзисторах ". Транзисторы в нем отпираются и запираются поочередно, так что на выходе можно ожидать появления близких к прямоугольным импульсов.
На " Рис.4.31. Результаты моделирования инвертора рис.4.30 " представлены результаты моделирования инвертора на частоте 500 кГц. Это весьма высокая частота для такого инвертора, развивающего в нагрузке 20 Ом мощность около 0.5 кВт.
Можно отметить некоторые результаты моделирования. Прежде всего интересен сам по себе факт работы на такой частоте (большинство инверторов такой мощности на биполярных транзисторах работают с частотами не выше 50-100 кГц). Далее отчетливо видно, что полностью отсутствуют сквозные токи - этот бич для инверторов на биполярных транзисторах. Для последних сквозные токи связаны с тем, что во время отпирания одного транзистора второй (из за конечного времени рассасывания носителей в базе) не успевает выключиться. Наконец видно (и это вполне естественно), что на такой частоте форма импульсов тока (и выходного напряжения) далеки от прямоугольной. Видно также, что это прежде всего связано с большими входными емкостями транзисторов.
Энергетические показатели инверторов можно кардинально улучшить, включив в выходную часть последовательный колебательный контур, резонансная частота которого должна быть равна частоте возбуждения. На " Рис.4.32. Схема резонансного инвертора " представлена схема резонансного инвертора, полученная из схемы рис.4.30.
Результаты моделирования этой схемы приведены на " Рис.4.33. Результаты моделирования резонансного инвертора "
Из рис.4.33 видно, что форма напряжения на нагрузке практически синусоидальная. Такое напряжение содержит намного меньше помех, чем напряжение на выходе инвертора " Рис.4.30. Полумостовой ВЧ инвертор на мощных МДП-транзисторах". Заметно увеличивается и выходная мощность (до 3-4 кВт).
Резонансные инверторы положены в основу нового поколения бестрансформаторных источников электропитания с повышенными эксплуатационными характеристиками: к.п.д. до 85-90 %, малый уровень импульсных помех, высокая удельная мощность.
4.9. Моделирование ТТЛ-элемента
Часто инверторами называют и логические схемы, например широко распространенной транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ). Это название нельзя признать удачным, ибо функции таких схем гораздо более разнообразны и под инвертированием подразумевается по существу лишь поворот фазы на 180 град., характерный для типового ТТЛ-элемента. В отличие от силовых инверторов мощности ТТЛ-схем измеряются сотыми, а то и тысячными долями Вт.
На " Рис.4.34. Схема ТТЛ-элемента " показана типовая схема ТТЛ-элемента. Реальные схемы могут иметь несколько входов и некоторые другие отличия от приведенной. Однако наша задача заключается лишь в демонстрации возможности моделирования подобных схем, а не в обсуждении всего их разнообразия.
" Рис.4.35. Результаты моделирования ТТЛ-элемента во временной области " показывает, что моделирование ТТЛ-элемента задача вполне посильная системе. Оно осуществляется (на ПК IBM PC AT с математическим сопроцессором) буквально за десяток секунд.
На " Рис.4.36. Передаточная характеристика ТТЛ- элемента " показан вывод графика передаточной характеристики ТТЛ- элемента, т.е. зависимости выходного напряжения от входного. Он получен при использовании режима работы DC.
Таким образом, система Micro-CAP III дает в руки схемотехника удобный инструмент для моделирования и отладки логических устройств на их полном схемотехническом уровне.
4.10. Макромоделирование логических и цифровых устройств
Оптимизм, высказанный по поводу моделирования простейшего ТТЛ-элемента, быстро рассеивается, если учесть что в одном корпусе современной логической или цифровой микросхемы даже средней степени интеграции могут содержаться десятки таких элементов. Даже если их задать как макроопределения (подсхемы), система Micro-CAP будет оперировать с общей большой схемой, содержащей слишком много узлов. К тому же время моделирования может оказаться недопустимо большим.
Поэтому интерес представляет макромоделирование логических устройств, при котором они заменяются гораздо более простыми ключевыми схемами (см. раздел 3.10). Большой набор таких макромоделей (схемы NOT, AND, OR и их варианты) входит в расширенную поставку системы Micro-CAP III.
" Рис.4.37. Логическая схема, составленная из макромоделей " иллюстрирует задание логической схемы средней сложности (тестовый пример). В ней применяется 12 логических элементов, представленных своими макромоделями.
" Рис.4.38. Результаты моделирования логической схемы " иллюстрирует моделирование этой схемы во временной области. Приведенные на нем временные диаграммы дают исчерпывающее представление о работе схемы.
Следует помнить, что перед моделированием система считывает с диска файлы, содержащие описания макромоделей. Если этих файлов нет, то моделирование, естественно, невозможно.
Могут быть построены и макромодели так сказать второго уровня. На " Рис.4.39. Макромодель двоичного счетчика " показана макромодель двоичного счетчика (триггера со счетным запуском). В ней используются макромодели первого уровня (всего их 15).
" Рис.4.40. Схема пересчетного устройства "показывает построение бинарного пересчетного устройства на базе трех элементов рис.4.39. Оно делит частоту входных импульсов на 8.
На " Рис.4.41. Временные диаграммы пересчетного устройства " показаны временные диаграммы работы пересчетного устройства. Они подтверждают его функциональное назначение - каждый элемент JNPC делит частоту вдвое, так что с выходов трех элементов можно снимать импульсы с частотами в 2, 4 и 8 раз меньшими, чем частота входных импульсов.
Рис.4.41. Временные диаграммы пересчетного устройства
Макромодели логических устройств, упомянутые выше, позволяют учитывать напряжения питания и задержку переключения (она моделируется RC- цепями). Разумеется этот учет дает лишь приближенное представление о физических процессах в таких устройствах. Но даже в этом случае время моделирования значительно - уже несколько минут для схемы рис.4.40.
Для проведения быстрого моделирования на чисто логическом уровне создана система Micro-LOGIC.
4.11. Моделирование стабилизированного выпрямителя
Система Micro-CAP позволяет моделировать довольно сложные схемы, содержащие разнообразные электронные устройства. Для примера на " Рис.4.42. Стабилизированный выпрямитель" представлена схема стабилизированного выпрямителя, содержащего: силовой трансформатор, мостовой выпрямитель с фильтром, источник опорного напряжения, усилитель рассогласования (на операционном усилителе) и регулирующий мощный полевой транзистор. Схема преобразует синусоидальное напряжение сети с частотой 50 Гц в стабилизированное постоянное напряжение.
НаРис.4.43. Временные диаграммы работы стабилизированного выпрямителя " приведены временные диаграммы напряжения сети (синусоида), пульсирующего напряжения с выхода выпрямителя, напряжения на кремниевом стабилитроне источника опорного напряжения и выходного напряжения устройства.
Из рис.4.43 можно сделать вывод о хороших динамических показателях устройства - после выпрямления первого периода сетевого напряжения на выходе устанавливается неизменное напряжение.
4.12. Моделирование импульсного регулятора напряжения
релейного типа
C помощью Micro-CAP можно успешно моделировать схемы всевозможных импульсных регуляторов и стабилизаторов напряжения. При моделировании подобных устройств обычно возникают две различные по характеру задачи: моделирование коммутационных процессов для расчета предельных значений токов и напряжений на элементах схемы, и анализ переходных процессов при выходе устройства на установившийся режим работы или при изменении величины и характера нагрузки. При моделировании коммутационных процессов наиболее важной проблемой является выбор точной модели ключевых приборов: биполярных или полевых транзисторов и диодов, а также учет неидеальной магнитной связи многообмоточных дросселей и трансформаторов для получения максимальной достоверности "быстрых" процессов в схеме. При этом расчет осуществляется для одного-двух периодов работы схемы. Аналогичный пример рассмотрен в параграфе 4.8.
Анализ переходных процессов при выходе регулятора или стабилизатора на режим относится скорей к системной задаче, так как требует более тщательного моделирования звена обратной связи, в то время как быстропротекающие процессы коммутаций, как правило, мало влияют на динамические процессы в области больших времен.
Рассмотрим, в качестве примера, регулятор напряжения релейного типа " Рис. 4.44. Регулятор напряжения релейного типа ", преобразующий напряжение первичного источника питания (батареи напряжением 27 В с внутренним сопротивлением 0.01 Ом) в стабилизированное напряжение 10 В.
Регулятор напряжения содержит силовой ключ, который в модели представлен в виде идеального ключевого элемента V0/50/0, дросселя LD, накапливающего энергию, емкостного филь- тра CLD, включенного параллельно нагрузке RLD, и рекуперацион- ного диода типа KD213A. При включении схемы ключ замыкается и энергия накапливается в дросселе, причем одновременно возрастает напряжение на нагрузке. В момент, когда напряжение на делителе, включенном параллельно нагрузке, достигает опорного напряжения, задаваемого стабилитроном КС147А, ключ выключается, энергия из дросселя выводится в нагрузку, вызывая "заброс" напряжения, одновременно уменьшается ток в дросселе, и, спустя определенное время, напряжение на нагрузке начинает уменьшаться. При снижении его до опорной величины ключ снова включается, и процессы в схеме повторяются. Таким образом, осуществляется стабилизация выходного напряжения регулятора, причем активная мощность на регулирующем (ключевом) элементе практически не рассеивается, что существенно повышает к.п.д. схемы по сравнению с линейным стабилизатором (см. предыдущий параграф).
Для осциллографирования токов в диоде и дросселе в схему введены включенные последовательно с ними резисторы, сопротивлением 0.01 Ом, а для удобства вывода осциллограмм узлы схемы помечены:
Несложно представить, что амплитуда пульсаций выходного напряжения и величина перерегулирования будет зависеть от параметров индуктивно-емкостного фильтра. Изменяя их, можно подобрать желаемый характер переходного процесса. Расчетные осциллограммы токов и напряжений в схеме приведены на " Рис.4.45. Расчетные осциллограммы напряжений и токов в схеме рис.4.44 "
Аналогичным образом можно просчитать любые динамические характеристики схемы, например, реакцию на сброс-наброс нагрузки, броски питающей сети и т.п.


ПРИЛОЖЕНИЕ
ПЕРЕЧЕНЬ ОТЕЧЕСТВЕННЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ, ВКЛЮЧЕННЫХ В БИБЛИОТЕКИ КОМПОНЕНТОВ PEP И Micro-CAP


БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

КТ203АКТ342АКТ373АКТ347АКТ351А
КТ3107АКТ371АКТ502АКТ605АКТ704А
КТ801АКТ805АКТ315АКТ626АКТ922А
КТ926АКТ940АКТ943ВКТ506АКТ874А
КТ816ВКТ817ВКТ814ВКТ818ВКТ819В
КТ912АКТ907АКТ914АКТ812АКТ824А
КТ947АКТ825АКТ827АКТ973АКТ972А
КТ337АКТ361АКТ375АКТ604АКТ363А
КТ313ВКТ345АКТ608АКТ630АКТ313А
КТ3102АКТ3117АКТ928А

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
КД401ВГД402АКД410КД411АКД419В
КД422АКД105ВКД206АКД212АКД213А
КД219АКД220ВКД202РКД509АКД510А
КД512АКД513АКД520АКД522АКД516А
АА530АКД2997АКД2998ВКД2999АКС133А
КС139АКС156АКС147АКС168А КС175
КС182КС191КС210КС212КС213
КС215КС216КС218КС220КС222
КС224КС482КС510КС527КС530
КС536КС551КС591КС600

ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
К140УД1К140УД5К140УД6К140УД7К140УД8
К140УД9К140УД14К140УД17К140УД18К140УД20
К140УД22К544УД1К553УД1К553УД2К544УД1
КМ551УД1К574УД1К574УД2К1407УД1К1407УД2
1407УД3К157УД1К157УД2К1408УД1К551УД2
К140УД11К154УД2К154УД3К140УД23К140УД21
К140УД24К140УД26АК140УД27

МДП-ТРАНЗИСТОРЫ

КП313АКП310АКП305ЕКП301ВКП304А
КП902АКП905АКП908АКП701АКП702А
КП803АКП901АКП904АКП907АКП909А
КП911АКП912АКП913АКП918АКП920А
КП921АКП922АКП923А

ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ С УПРАВЛЯЮЩИМ P-N-ПЕРЕХОДОМ

КП101ЕКП103ЕКП102ЕКП201ЕКП202Е
КП308АКП312АКП323АКП307АКП314А
КП303АКП302АКП333АКП601АКП903А
КП914АКП802АКП801ААП602ААП603А
АП604ААП910ААП915А

Данные МДП-транзисторов и транзисторов с управляющим p-n переходом размещены в одной библиотеке полевых транзисторов Micro-CAP II.


Список литературы


1. Дьяконов В.П. Справочник по алгоритмам и программам на языке Бейсик для персональных ЭВМ. М.: Наука, 1987(1989).- 240 с.
2. Дьяконов В.П. Применение персональных ЭВМ и программирование на языке Бейсик.- М.: Радио и связь, 1989. - 288 с.
3. Нерретер В. Расчет электрических цепей на персональной ЭВМ.- М.: Энергоатомиздат, 1991.- 220 с.
4. Чуа Л.О, Лин Пен-Мин. Машинный анализ электронных схем: Алгоритмы и вычислительные методы. Пер. с англ. - М.: Энергия, 1980.-640 с.
5. Ильин В.Н., Коган В.Л. Разработка и применение программ автоматизации схемотехнического проектирования.- М.: Радио и связь, 1984.- 368 с.
6. Cистемы автоматизированного проектирования в радиоэлектронике: Справочник/Е.В. Авдеев, А.Т. Еремин, И.П. Норенков, М.И. Песков;Под ред. И.П. Норенкова.-М.:Радио и связь, 1986.- 368 с.
7. Влах И., Сингхал К. Машинные методы анализа и проектирования электронных схем: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1988.- 560 с.
8. Диалоговые системы схемотехнического проектирования/ В.И. Анисимов, Г.Д. Дмитревич, К.Б. Скобельцын и др.; Под ред. В.И. Анисимова.- М.: Радио и связь, 1988. - 288 с.
9. Демирчян К.С., Бутырин П.А. Моделирование и машинный расчет электрических цепей. - М.: Высшая школа, 1988.- 335 с.
10. Rubner-Petersen T. A Nonlinear Analysis Program for electronic circuits. User manual.-Lyngby: Technical University of Denmark, 1973.-107 p.
11. Micro-CAP and Micro-LOGIC/ Byte.- 1986.- v.11.- No 6.- p.186.
12. Micro-CAP. Andrew V. Thompson. Spectrum Software.1983.
13. Laurenze W. SPICE2: A Computer Program to Simulate Semicondactor Circuits. Memorandum No. ERL-M520.
14. Транзисторы: Справочник/О.П. Григорьев, В.Я. Замятин, Б.В. Кондратьев, С.Л. Пожидаев.-М.:Радио и связь, 1990, 272 с.
15. Полупроводниковые приборы. Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник/А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев, В.В. Мокряков и др. Под ред. А.В. Голомедова.-М.:Радио и связь, 1988, 528 с.
16. Цифровые и аналоговые интегральные схемы:Справочник./С.В. Якубовский, Л.И. Ниссельсон, В.И. Кулешова и др.; Под ред. С.В. Якубовского.- М.:Радио и связь, 1990.- 496 с.
17. Степаненко И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. Изд. 4-е, перераб. и доп. М:-Энергия, 1977.- 672 с.
18. Чоговадзе Г.Г. Персональные компьютеры. М.: Финансы и статистика, 1989.-208 с.
19. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpice для схемотехнического моделирования на ПЭВМ: В 4 выпусках. М:Радио и связь, 1992 г.